應用于交流伺服系統(tǒng)多路輸出開關電源設計
1.引言
與直流電機相比，交流電機不需要換向器和電刷，其結構更加簡單。調(diào)速范圍寬、穩(wěn)態(tài)精度高、動態(tài)響應快、轉子慣量小、輸出功率大等諸多優(yōu)點，使得交流電機在工業(yè)生產(chǎn)中得到較廣泛地應用[1]。對伺服系統(tǒng)供電的電源性能的優(yōu)劣，直接關系到整個系統(tǒng)的安全性和穩(wěn)定性[2]。開關電源與低效率的線性電源相比，因為其效率高、體積小、重量輕而受到廣泛地關注[3]。美國PI 公司生產(chǎn)的開關電源專用集成芯片TOPSwitch-II，是一種將PWM 和MOSFET 合二為一的新型芯片，此系列芯片以其體積小、重量輕、價格低等優(yōu)勢，一經(jīng)推出便得到廣泛的應用，展示了良好的應用前景。
2.TOPSwitch-II 工作原理
TOPSwitch-II芯片，將脈寬調(diào)制(PWM)控制系統(tǒng)的全部功能集成在一起，結構簡單，只有三個引出端，分別為控制端C、源極S和漏極D[4]。內(nèi)含脈寬調(diào)制器、功率開關場效應管、自動偏置電路、保護電路、高壓啟動電路和環(huán)路補償電路,通過高頻變壓器使輸出端與電網(wǎng)完全隔離,真正實現(xiàn)無工頻變壓器、隔離式開關電源單片集成化,使用安全可靠。TOPSwitch-II是電流控制型開關電源，控制端提供偏壓Uc，對電流Ic的大小進行控制，就能連續(xù)調(diào)節(jié)脈沖占空比，實現(xiàn)脈寬調(diào)制。占空比D與控制端電流Ic呈線性關系(圖1)。
由圖1 可知，在Ic=2.0~6.0mA 范圍內(nèi)，當Ic↑時D↓，Ic↓時D↑。ICD1 是并在C-S 極旁路電容的放電電流，為1.2mA 或1.4mA;IB 是外部偏置電流，
3.多路開關電源設計原理
TMS320F2812 是控制板中的最重要的器件一。它每秒可執(zhí)行1.5 億次指令，具備卓越的數(shù)據(jù)處理能力。對該芯片供電的優(yōu)劣，直接影響控制板工作的可靠性。由于芯片的供電電壓是3.3V，考慮到控制的需要，總共需要兩路+5V 供電，分別是模擬5V和數(shù)字5V。另外，控制板還有±15V 供電的芯片。IPM 模塊是交流伺服系統(tǒng)最重要的器件之一。它一般使用IGBT 作為功率開關元件，內(nèi)藏電流傳感器及驅動電路的集成結構，尤其適合于驅動電機的變頻器和各種逆變電源。本系統(tǒng)所使用的IPM，總共需要4 路電氣隔離的+15V 電源。綜上所述，伺服系統(tǒng)需要+15V、-15V 和+5V三種電壓等級供電,故需要設計一個能夠提供上述電壓等級的輔助電源。電源設計參數(shù)如下：
① 輸入電壓：VAC;
② 輸出電壓：U2~U9;
③ 最小功率：Pomin;
④ 最大功率：Pomax;
⑤ 轉換效率：η;
⑥ 開關頻率：fs;
⑦ 最大占空比：Dmax。
根據(jù)如上設計技術指標，需要從如下幾個部分進行。
3.1 輸入整流濾波電路
輸入整流濾波電路采用Π型濾波(圖2)：其中C17、C18 為差模電容，抑制差模干擾;C19、C20 為共模電容，抑制共模干擾;濾波電感L1 采用雙線并繞。采用不可控的整流橋，整流器件的額定電流有效值ID，必須滿足在低電壓輸入時最大平均電流值，
則：
1D 2( AC min ) omax I V PF P (1)式中，VACmin 為交流輸入電壓最小值;PF 為功率因數(shù)，一般取0.5。反向阻斷電壓VR，按高電壓輸入進行計算：max R 1.25 2 AC V V (2)圖2 中，輸入濾波電容C21 的容值，可以按照比例系數(shù)1~3μF/W 與輸出最大功率Pomax 的乘積進行取值。
3.2 變壓器
單端反激式開關電源中的變壓器，在開關管開通時，儲存能量，阻斷時釋放能量而對負載供電[5]。對于多路輸出，如果要求每路輸出電壓均具有高精度，則每路均需要有閉環(huán)的穩(wěn)壓回路。對于本設計的多路輸出，U3 輸出這一路精度要求較高，對這一路輸出需加閉環(huán)控制，其它幾路要求相對不高，不需要閉環(huán)控制。
3.2.1 變壓器鐵芯
一般選軟磁鐵氧體作為變壓器鐵芯，根據(jù)式
(3)~(4)確定鐵芯型號。
8 1max max ( ) 2 10 ( C ) o ON SQ B K K j P T 計 (3)式中，S 為鐵芯的截面積(cm2);Q 為鐵芯的窗口面積(cm2)。Bs 為選用的鐵氧體飽和磁感應強度，考慮到高溫時Bs會下降，選定工作最大磁感應強度Bm;TONmax為最大占空比Dmax對應的TOPSwitch-II 最大導通時間;△B 為鐵芯磁感應強度的變化量，工作磁感應強為B，最小功率與最大功率的比值為K。上述幾個量相互之間的對應關系為：
式中，Kc 為鐵芯填充系數(shù)，Kμ 為窗口利用系數(shù)，j為導線電流密度。在確定鐵芯型號時，鐵芯實際的截面積與窗口面積乘積SeQe，應不小于SQ。
3.2.2 原邊電感和氣隙
反激式開關電源，當工作在連續(xù)工作模式時，電感電流臨界連續(xù)，變壓器原邊繞組最小電感值L1min 為：1 2 21min min min max (2 o S ) i ON L P T U T (5)式(5)中，Uimin 為變壓器原邊直流輸入電壓最小值，文獻[6]指出，它與VACmin 的關系為：2 1 1 1 1/2min min 21 max i 2 AC 2( ) (2 ) o U V C f t P (6)式中， f 為工頻交流電網(wǎng)頻率; t 為二極管的導通時間，一般取3ms。鐵芯所開氣隙δ 為：8 2 10 max 10 (2 e ) o S K S B P T (7)3.2.3 原副邊繞組匝數(shù)計算及電感校核圖2 中，原副邊繞組匝數(shù)N1~N10，按式(8)~(17)
計算：4 1 1/21 0 1min 10 ( e ) N S L (8)(1)匝比計算：U2~U3 輸出，匝數(shù)為N2、N3。考慮到肖特基二極管壓降U5D，由反激電路輸入輸出電壓關系可以得到：113 12 max 2 5 max min ( ON )( D ) ON i n n T T U U T U (9)U4~U9 輸出，匝數(shù)為N4～N9。考慮到超快速二極管壓降U15D，同理得：114 max 4 15 max min ( ON )( D ) ON i n T T U U T U (10)15 16 17 18 19 14 n n n n n n (11)反饋繞組電壓為U10，匝數(shù)為N10，考慮到超快速二極管壓降U12D，同理得：1110 max 10 12 max min ( ON )( D ) ON i n T T U U T U (12)
(2)各繞組匝數(shù)計算：12 3 12 1 N N (n ) N (13)以U2 為參考標準，計算其它副邊繞組匝數(shù)及重新計算原邊匝數(shù)：1 2 12 N N n (14)14 2 5 4 15 2 ( D ) ( D ) N U U U U N (15)
N5 N6 N7 N8 N9 N4 (16)110 2 5 10 12 2 ( D ) ( D ) N U U U U N (17)式(13)~(17)實際取值時，因為匝數(shù)一般都取整數(shù)，故需對上述計算值進行進位取整(例如計算結果為7.13 和7.83 時，均取為8)。(3)原邊電感校核：' 8 1 '21min 1 0 10 c L N S (18)式(18)的計算結果應不小于式(5)的值。同理，可計算出副邊各個繞組最小電感值。考慮高頻集膚效應，當開關頻率為fs 時，銅線的透入深度△為：1/20 ( s ) f (19)式中，γ 為銅線的電導率。在確定導線線徑時，其值不能超過2△。3.3 箝位保護電路采用瞬態(tài)電壓抑制器(TVS)和超快恢復二極管(SRD)組成的箝位電路。電路的主要原理是利用TVS 的瞬態(tài)電壓抑制特性來抑制脈沖電壓[7]：當TVS 管兩端經(jīng)受瞬間的高能量沖擊時，它能以極高的速度使其阻抗驟然降低，同時吸收一個大電流，將其兩端的電壓箝位在一個預定的數(shù)值上，從而確保后面的電路元件免受瞬態(tài)高能量的沖擊而損壞。D11 為TVS，它與D12(SRD)組成箝位電路，如圖2 所示。D11 承受的耐壓值U11、D12 承受的耐壓值U12 分別按式(20)、式(21)計算：111 2 2 1 U 1.5U (N ) N (20)12 max 2 AC U V (21)式中，N'1 為校核后的原邊匝數(shù)。3.4 反饋電路光耦反饋電路實際由兩部分構成：①由反饋繞組N10、高頻整流濾波器構成的非隔離式反饋電路，反饋電壓U10 為光敏晶體管提供偏壓;②由取樣電路、TL431、PC817 構成的隔離式反饋電路，它將輸出電壓U3 的變化量直接轉換為控制電流Ic：在Ic=2~6mA 的范圍內(nèi)，輸出電壓U3 減小時，經(jīng)過光耦反饋電路使得Ic 減小，D 增大，U3 增大，最終保證輸出電壓穩(wěn)定。4.八路開關電源設計及性能測試4.1 參數(shù)設計考慮IPM 和DSP 及其他芯片的工作電流，功率選為75W。由TOPSwitch-II 最大輸出功率與型號
故需對上述計算值進行進位取整(例如計算結果為
的關系，選擇TOP226Y。按照上述分析，設計了基于TOP226Y 的八路輸出開關電源，其電路原理圖，如圖2 所示，設計物理量及數(shù)值如表1 所示：表1 八路輸出開關電源設計物理量及數(shù)值
在繞制變壓器時，選擇了EI33 型鐵芯。為了使得各輸出繞組間緊密耦合，先繞N1 的一半，再繞N10，之后依次繞N2~N9，最后繞N1 的另一半。變壓器的各個繞組電感測量值和最小計算值如表2 所示：表2 變壓器各個繞組電感測量值與最小計算值比較
圖2 開關電源電路原理圖
從表2 可以看出，變壓器各個繞組電感測量值均不小于最小計算值，滿足設計要求。另外，將副邊繞聯(lián)立式(1)~(20),結合表1，可以求得開關電源各個主要待定物理量(按公式排列順序)如表3 所示：
表3 八路輸出開關電源待定物理量及數(shù)值
4.2 性能測試
交流輸入電壓給定187~253V 時，對開關電源進行了上電試驗。為了證明鉗位電路的設計,圖3 給出了交流輸入電壓為220V 時，TOP226Y 的D 與S兩端的電壓應力波形，用差分探頭20 倍衰減，可以看到電壓被TVS 箝位在200V，使得TOP226Y 得到了很好地保護。圖4~圖11 是交流輸入電壓為220V時，測得的八路輸出電壓波形，從圖中可以看到各路輸出較穩(wěn)定，紋波小。組短路，測得原邊繞組漏感量為26.28μH，小于原邊電感量5%。綜上所述，變壓器能夠正常工作。
5.結論
本文采用TOP226Y 設計了一款多路輸出的開關電源，對各個模塊給出了理論分析和參數(shù)計算，最后通過實測結果分析，得到以下結論：
(1)TOPSwitch-II 系列開關電源，與MOSFET 及PWM 控制器集成電路相比，有高集成度、最簡外圍電路等優(yōu)點，降低了設計難度，縮短了開發(fā)周期。
(2)交流輸入電壓給定為220V±15%時，輸出電壓波動較小，能夠滿足交流伺服系統(tǒng)供電要求，驗證了理論分析和參數(shù)設計的正確性。
參考文獻
[1] 崔偉榮. 永磁同步電動機功率因數(shù)的仿真分析[D]. 南京:南京航空航天大學, 2006.
[2] 孫祖勇, 陳志輝. 多路隔離輸出全數(shù)字伺服系統(tǒng)開關電源設計[J]. 電源技術應用, 2007, 10(6):33-37.
[3] YANG Yueru. A DSP-based bipolar switching powersupply[C]. Proceedings of the 2011 IEEE 9th InternationalConference on Power Electronics and Drive Systems,
2011:1020-1024.
[4] 沙占友. 單片開關電源最新應用技術[M]. 北京:機械工業(yè)出版社,2003.
[5] 陳堅. 電力電子學——電力電子變換和控制技術(第二版)[M]. 北京:高等教育出版社, 2004.
[6] 馬瑞卿, 任先進. 一種基于TOP224Y 的單片開關電源設計[J]. 計算機測量與控制, 2007, 15(2): 235-238.
| 【上一個】 我國開關電源行業(yè)將順勢而上 | 【下一個】 開關電源集成控制器概述 |
| ^ 應用于交流伺服系統(tǒng)多路輸出開關電源設計 |