降低開關(guān)電源電磁干擾水平的研究
隨著電力電子技術(shù)的快速發(fā)展,開關(guān)電源正日益得到廣泛應(yīng)用。但是隨著開關(guān)電源的高頻化和大容量化,其在換流過程中產(chǎn)生了嚴(yán)重的電磁干擾,這些干擾嚴(yán)重污染了周圍電磁環(huán)境和電源系統(tǒng),從而制約了功率轉(zhuǎn)換的應(yīng)用。方獻(xiàn)分析結(jié)果表明,開關(guān)調(diào)制信號的特性影響降低電磁干擾水平的效果。相應(yīng)地,不同的混沌信號也會對降低電磁干擾水平的效果產(chǎn)生影響。本文以一個(gè)能產(chǎn)生混沌、亞超混沌與超混沌信號的電路[3]為信號源,以Boost型DC/DC變換器為對象,研究不同混沌調(diào)制信號對降低開關(guān)電源電磁干擾水平效果的影響,為生成混沌開關(guān)調(diào)制信號的混沌信號源優(yōu)化選擇提供參考依據(jù)。
超混沌電路及其混沌調(diào)制信號
“超混沌電路”由5個(gè)線性元件和一個(gè)非線性電容元件組成。其電路如圖1(a)所示。圖1(b)為非線性電容元件的庫伏特性。
對圖1(a)中電路,取非線性電容C1極板上的電荷q1、流過電感L1中的電流il1、線性電容C2兩端的電壓uC2以及流過電感L2的電流iL2作為狀態(tài)變量,并對其進(jìn)行歸一化處理后有
當(dāng)電路歸一化參數(shù)取b=0.5369、c=0.3725、d=0.0354、e=0.5890、f=0.8489,a作為分岔參數(shù)改變。當(dāng)分岔參數(shù)a∈(0.05,0.15)時(shí),電路先后輸出超混沌、亞超混沌及混沌信號。本文選取該參數(shù)范圍內(nèi)3種性質(zhì)的混沌信號作為信號源,按照文獻(xiàn)中生成混沌開關(guān)調(diào)制信號的原理,獲得混沌開關(guān)調(diào)制信號。
典型超混沌信號及相圖如圖2(a)、(b)所示,此時(shí)超混沌信號對應(yīng)的李雅普諾夫指數(shù)為:λ1=0.042λ2=0.008,λ3=0.000,λ4=-0.067。用于計(jì)算機(jī)模擬中除圖中給出的超混沌信號外,對應(yīng)的混沌和亞超混沌信號的李雅普諾夫指數(shù)分別為:λ1=0.029,λ2=0.000,λ3=-0.038,λ4=-0.097和λ1=0.033,λ2=0.000,λ3=0.000,λ4=-0.073。
根據(jù)文獻(xiàn),混沌開關(guān)調(diào)制信號有表1以標(biāo)準(zhǔn)PWM為參照的4種調(diào)制模式。即標(biāo)準(zhǔn)PWM脈的參數(shù)由混沌序列調(diào)制的“混沌脈沖寬度調(diào)制”(CPWM)、“混沌脈沖位置調(diào)制”(CPPM)、“定占空比混沌載頻調(diào)制”(CCFMFD)以及“變占空比混沌載頻調(diào)制”(CCFMVD)。各種調(diào)制模式的具體調(diào)制過程為:對CPWM模式,開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間由Ton=T/2+(x(n)-x)T/k決定,k=2;對CPPM模式,開關(guān)延遲時(shí)間位于[0,0.5T];對CCFMVD模式,與CPWM一樣,使開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間Ton=T/2+(x(n)-x)T/k隨混沌序列變化,開關(guān)斷開時(shí)間為0.5T,由于導(dǎo)通時(shí)間變化,斷開時(shí)間固定,周期變化,占空比不定;對CCFMFD模式,每一個(gè)開關(guān)周期T(n)=T+(x(n)-x)T/k都是變化的,開關(guān)的占空比固定。兩種混沌載頻調(diào)制模式下k=2,占空比或平均占空比均為0.5。
混沌信號調(diào)制下Boost型變換器電磁干擾水平分析
Boost型變換器電路如圖3所示。用于計(jì)算機(jī)模擬的電路中,取電源電壓Vin=10V、電感L=1mH、電容C=12μF。按前述方式生成的各種混沌開關(guān)調(diào)制信號的平均頻率為10kHz,平均占空比取為0.5。為對比,文中所給出的結(jié)果均以占空比等于0.5的標(biāo)準(zhǔn)PWM為比較對象。為保證結(jié)果的可靠性,模擬中使用的軟件已應(yīng)用標(biāo)準(zhǔn)電路結(jié)果進(jìn)行了校驗(yàn)。
大量的計(jì)算機(jī)模擬表明,不論是使用混沌還是超混沌信號生成混沌開關(guān)調(diào)制信號,都可以降低Boost型變換器輸入電流的諧波譜峰值,但不同的混沌調(diào)制模式有不同的頻譜擴(kuò)展結(jié)果。在相同輸出電壓條件下,以標(biāo)準(zhǔn)PWM模式為參考,將4種混沌調(diào)制模式進(jìn)行橫向比較可以得到:諧波峰值平均降低量以CCFMFD模式為最大,CCFMVD模式次之,CPWM模式效果最差。這與文獻(xiàn)使用“蔡氏電路”雙渦卷混沌序列調(diào)制模式下對Buck型變換器進(jìn)行計(jì)算機(jī)模擬所得結(jié)果一致。就同一種開關(guān)調(diào)制模式而言,不同性質(zhì)混沌對CCFMFD模式的影響如表2所示。即在電路參數(shù)、輸出直流電壓、調(diào)制模式都相同的情況下,僅僅改變調(diào)制信號的性質(zhì)得到的結(jié)果。
從表中給出的以標(biāo)準(zhǔn)周期PWM前19次諧波為參照的數(shù)據(jù)可以看出,分別在混沌、亞超混沌及超混沌信號調(diào)制下,各次諧波對應(yīng)處的頻譜數(shù)值都得到了明顯的降低。在混沌信號調(diào)制下,諧波對應(yīng)處的頻譜數(shù)值平均降低14.87分貝(dB);在亞超混沌信號調(diào)制下,諧波對應(yīng)處的頻譜數(shù)值平均降低16.84分貝(dB);在超混沌信號調(diào)制下,諧波對應(yīng)處的頻譜數(shù)值平均降低17.86分貝(dB)。若以歐盟(89/336/EEC指令)電磁兼容性導(dǎo)則中限制設(shè)備輸入電流諧波分量最大值幅度這一原則,來討論不同性質(zhì)混沌信號降低電磁干擾水平的效果,結(jié)論非常明顯,即以超混沌信號作為開關(guān)調(diào)制信號源,比混沌能更好地降低電磁干擾水平。
結(jié)論
本文對不同性質(zhì)混沌序列調(diào)制的開關(guān)信號降低開關(guān)模式電源電磁干擾水平的效果進(jìn)行了多方位的比較分析,結(jié)果表明:不管是何種性質(zhì)的混沌調(diào)制信號,都能降低Boost型變換器的電磁干擾水平;不同性質(zhì)的混沌序列,有不同的降低電磁干擾水平的效果。
作為信號源,按照文獻(xiàn)中生成混沌開關(guān)調(diào)制信號的原理,獲得混沌開關(guān)調(diào)制信號。
典型超混沌信號及相圖如圖2(a)、(b)所示,此時(shí)超混沌信號對應(yīng)的李雅普諾夫指數(shù)為:λ1=0.042λ2=0.008,λ3=0.000,λ4=-0.067。用于計(jì)算機(jī)模擬中除圖中給出的超混沌信號外,對應(yīng)的混沌和亞超混沌信號的李雅普諾夫指數(shù)分別為:λ1=0.029,λ2=0.000,λ3=-0.038,λ4=-0.097和λ1=0.033,λ2=0.000,λ3=0.000,λ4=-0.073。
根據(jù)文獻(xiàn),混沌開關(guān)調(diào)制信號有表1以標(biāo)準(zhǔn)PWM為參照的4種調(diào)制模式。即標(biāo)準(zhǔn)PWM脈的參數(shù)由混沌序列調(diào)制的“混沌脈沖寬度調(diào)制”(CPWM)、“混沌脈沖位置調(diào)制”(CPPM)、“定占空比混沌載頻調(diào)制”(CCFMFD)以及“變占空比混沌載頻調(diào)制”(CCFMVD)。各種調(diào)制模式的具體調(diào)制過程為:對CPWM模式,開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間由Ton=T/2+(x(n)-x)T/k決定,k=2;對CPPM模式,開關(guān)延遲時(shí)間位于[0,0.5T];對CCFMVD模式,與CPWM一樣,使開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間Ton=T/2+(x(n)-x)T/k隨混沌序列變化,開關(guān)斷開時(shí)間為0.5T,由于導(dǎo)通時(shí)間變化,斷開時(shí)間固定,周期變化,占空比不定;對CCFMFD模式,每一個(gè)開關(guān)周期T(n)=T+(x(n)-x)T/k都是變化的,開關(guān)的占空比固定。兩種混沌載頻調(diào)制模式下k=2,占空比或平均占空比均為0.5。
混沌信號調(diào)制下Boost型變換器電磁干擾水平分析
Boost型變換器電路如圖3所示。用于計(jì)算機(jī)模擬的電路中,取電源電壓Vin=10V、電感L=1mH、電容C=12μF。按前述方式生成的各種混沌開關(guān)調(diào)制信號的平均頻率為10kHz,平均占空比取為0.5。為對比,文中所給出的結(jié)果均以占空比等于0.5的標(biāo)準(zhǔn)PWM為比較對象。為保證結(jié)果的可靠性,模擬中使用的軟件已應(yīng)用標(biāo)準(zhǔn)電路結(jié)果進(jìn)行了校驗(yàn)。
超混沌電路及其混沌調(diào)制信號
“超混沌電路”由5個(gè)線性元件和一個(gè)非線性電容元件組成。其電路如圖1(a)所示。圖1(b)為非線性電容元件的庫伏特性。
對圖1(a)中電路,取非線性電容C1極板上的電荷q1、流過電感L1中的電流il1、線性電容C2兩端的電壓uC2以及流過電感L2的電流iL2作為狀態(tài)變量,并對其進(jìn)行歸一化處理后有
當(dāng)電路歸一化參數(shù)取b=0.5369、c=0.3725、d=0.0354、e=0.5890、f=0.8489,a作為分岔參數(shù)改變。當(dāng)分岔參數(shù)a∈(0.05,0.15)時(shí),電路先后輸出超混沌、亞超混沌及混沌信號。本文選取該參數(shù)范圍內(nèi)3種性質(zhì)的混沌信號作為信號源,按照文獻(xiàn)中生成混沌開關(guān)調(diào)制信號的原理,獲得混沌開關(guān)調(diào)制信號。
典型超混沌信號及相圖如圖2(a)、(b)所示,此時(shí)超混沌信號對應(yīng)的李雅普諾夫指數(shù)為:λ1=0.042λ2=0.008,λ3=0.000,λ4=-0.067。用于計(jì)算機(jī)模擬中除圖中給出的超混沌信號外,對應(yīng)的混沌和亞超混沌信號的李雅普諾夫指數(shù)分別為:λ1=0.029,λ2=0.000,λ3=-0.038,λ4=-0.097和λ1=0.033,λ2=0.000,λ3=0.000,λ4=-0.073。
根據(jù)文獻(xiàn),混沌開關(guān)調(diào)制信號有表1以標(biāo)準(zhǔn)PWM為參照的4種調(diào)制模式。即標(biāo)準(zhǔn)PWM脈的參數(shù)由混沌序列調(diào)制的“混沌脈沖寬度調(diào)制”(CPWM)、“混沌脈沖位置調(diào)制”(CPPM)、“定占空比混沌載頻調(diào)制”(CCFMFD)以及“變占空比混沌載頻調(diào)制”(CCFMVD)。各種調(diào)制模式的具體調(diào)制過程為:對CPWM模式,開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間由Ton=T/2+(x(n)-x)T/k決定,k=2;對CPPM模式,開關(guān)延遲時(shí)間位于[0,0.5T];對CCFMVD模式,與CPWM一樣,使開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間Ton=T/2+(x(n)-x)T/k隨混沌序列變化,開關(guān)斷開時(shí)間為0.5T,由于導(dǎo)通時(shí)間變化,斷開時(shí)間固定,周期變化,占空比不定;對CCFMFD模式,每一個(gè)開關(guān)周期T(n)=T+(x(n)-x)T/k都是變化的,開關(guān)的占空比固定。兩種混沌載頻調(diào)制模式下k=2,占空比或平均占空比均為0.5。
混沌信號調(diào)制下Boost型變換器電磁干擾水平分析
Boost型變換器電路如圖3所示。用于計(jì)算機(jī)模擬的電路中,取電源電壓Vin=10V、電感L=1mH、電容C=12μF。按前述方式生成的各種混沌開關(guān)調(diào)制信號的平均頻率為10kHz,平均占空比取為0.5。為對比,文中所給出的結(jié)果均以占空比等于0.5的標(biāo)準(zhǔn)PWM為比較對象。為保證結(jié)果的可靠性,模擬中使用的軟件已應(yīng)用標(biāo)準(zhǔn)電路結(jié)果進(jìn)行了校驗(yàn)。
大量的計(jì)算機(jī)模擬表明,不論是使用混沌還是超混沌信號生成混沌開關(guān)調(diào)制信號,都可以降低Boost型變換器輸入電流的諧波譜峰值,但不同的混沌調(diào)制模式有不同的頻譜擴(kuò)展結(jié)果。在相同輸出電壓條件下,以標(biāo)準(zhǔn)PWM模式為參考,將4種混沌調(diào)制模式進(jìn)行橫向比較可以得到:諧波峰值平均降低量以CCFMFD模式為最大,CCFMVD模式次之,CPWM模式效果最差。這與文獻(xiàn)使用“蔡氏電路”雙渦卷混沌序列調(diào)制模式下對Buck型變換器進(jìn)行計(jì)算機(jī)模擬所得結(jié)果一致。就同一種開關(guān)調(diào)制模式而言,不同性質(zhì)混沌對CCFMFD模式的影響如表2所示。即在電路參數(shù)、輸出直流電壓、調(diào)制模式都相同的情況下,僅僅改變調(diào)制信號的性質(zhì)得到的結(jié)果。
從表中給出的以標(biāo)準(zhǔn)周期PWM前19次諧波為參照的數(shù)據(jù)可以看出,分別在混沌、亞超混沌及超混沌信號調(diào)制下,各次諧波對應(yīng)處的頻譜數(shù)值都得到了明顯的降低。在混沌信號調(diào)制下,諧波對應(yīng)處的頻譜數(shù)值平均降低14.87分貝(dB);在亞超混沌信號調(diào)制下,諧波對應(yīng)處的頻譜數(shù)值平均降低16.84分貝(dB);在超混沌信號調(diào)制下,諧波對應(yīng)處的頻譜數(shù)值平均降低17.86分貝(dB)。若以歐盟(89/336/EEC指令)電磁兼容性導(dǎo)則中限制設(shè)備輸入電流諧波分量最大值幅度這一原則,來討論不同性質(zhì)混沌信號降低電磁干擾水平的效果,結(jié)論非常明顯,即以超混沌信號作為開關(guān)調(diào)制信號源,比混沌能更好地降低電磁干擾水平。
結(jié)論
本文對不同性質(zhì)混沌序列調(diào)制的開關(guān)信號降低開關(guān)模式電源電磁干擾水平的效果進(jìn)行了多方位的比較分析,結(jié)果表明:不管是何種性質(zhì)的混沌調(diào)制信號,都能降低Boost型變換器的電磁干擾水平;不同性質(zhì)的混沌序列,有不同的降低電磁干擾水平的效果。
作為信號源,按照文獻(xiàn)中生成混沌開關(guān)調(diào)制信號的原理,獲得混沌開關(guān)調(diào)制信號。
典型超混沌信號及相圖如圖2(a)、(b)所示,此時(shí)超混沌信號對應(yīng)的李雅普諾夫指數(shù)為:λ1=0.042λ2=0.008,λ3=0.000,λ4=-0.067。用于計(jì)算機(jī)模擬中除圖中給出的超混沌信號外,對應(yīng)的混沌和亞超混沌信號的李雅普諾夫指數(shù)分別為:λ1=0.029,λ2=0.000,λ3=-0.038,λ4=-0.097和λ1=0.033,λ2=0.000,λ3=0.000,λ4=-0.073。
根據(jù)文獻(xiàn),混沌開關(guān)調(diào)制信號有表1以標(biāo)準(zhǔn)PWM為參照的4種調(diào)制模式。即標(biāo)準(zhǔn)PWM脈的參數(shù)由混沌序列調(diào)制的“混沌脈沖寬度調(diào)制”(CPWM)、“混沌脈沖位置調(diào)制”(CPPM)、“定占空比混沌載頻調(diào)制”(CCFMFD)以及“變占空比混沌載頻調(diào)制”(CCFMVD)。各種調(diào)制模式的具體調(diào)制過程為:對CPWM模式,開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間由Ton=T/2+(x(n)-x)T/k決定,k=2;對CPPM模式,開關(guān)延遲時(shí)間位于[0,0.5T];對CCFMVD模式,與CPWM一樣,使開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間Ton=T/2+(x(n)-x)T/k隨混沌序列變化,開關(guān)斷開時(shí)間為0.5T,由于導(dǎo)通時(shí)間變化,斷開時(shí)間固定,周期變化,占空比不定;對CCFMFD模式,每一個(gè)開關(guān)周期T(n)=T+(x(n)-x)T/k都是變化的,開關(guān)的占空比固定。兩種混沌載頻調(diào)制模式下k=2,占空比或平均占空比均為0.5。
混沌信號調(diào)制下Boost型變換器電磁干擾水平分析
Boost型變換器電路如圖3所示。用于計(jì)算機(jī)模擬的電路中,取電源電壓Vin=10V、電感L=1mH、電容C=12μF。按前述方式生成的各種混沌開關(guān)調(diào)制信號的平均頻率為10kHz,平均占空比取為0.5。為對比,文中所給出的結(jié)果均以占空比等于0.5的標(biāo)準(zhǔn)PWM為比較對象。為保證結(jié)果的可靠性,模擬中使用的軟件已應(yīng)用標(biāo)準(zhǔn)電路結(jié)果進(jìn)行了校驗(yàn)。
| 【上一個(gè)】 開關(guān)電源在調(diào)頻廣播發(fā)射機(jī)中的應(yīng)用 | 【下一個(gè)】 新型模塊式高頻高壓大功率開關(guān)電源的設(shè)計(jì) |
| ^ 降低開關(guān)電源電磁干擾水平的研究 | ^ 降低開關(guān)電源電磁干擾水平的研究 |
| ^ 降低開關(guān)電源電磁干擾水平的研究 |